2. Обоснование выбора электрических схем устройства
3. Расчет электрических схем
3.1 Расчет выпрямителя
3.2 Расчет сглаживающего фильтра
3.3 Расчет стабилизатора напряжения
Заключение
Список использованных источников
Реферат
В данной курсовой работе производится проектирование и расчет вторичного источника питания, рассчитываются такие его составные части как выпрямитель, трансформатор, сглаживающий фильтр, стабилизатор выходного напряжения.
Ключевые слова.
Трансформатор.
Стабилизатор.
Вентиль.
Фильтр.
1. Техническое задание
В данной курсовой работе необходимо спроектировать и рассчитать вторичный источник питания (выпрямитель, трансформатор, сглаживающий фильтр, стабилизатор выходного напряжения), обладающий следующими параметрами :
Uвых = 20 В;
б) Uвых = 0.5 В;
в) Iн = 0.1 А ;
г) Ксг = --- ;
д) Кст = 60;
е) f=50 Гц;
ж) Uвых = 2 В .
Питание от сети переменного тока 220 В.
2. Обоснование выбора электрических схем устройства
Выпрямителем называют устройство для преобразования электрического переменного тока в постоянный. Необходимость такого преобразования обусловлена тем, что электростанции вырабатывают энергию переменного тока, а многие промышленные и бытовые электроустановки работают на постоянном токе.
В общем случае выпрямитель можно рассматривать состоящим из четырех основных узлов - трансформатора, вентильного комплекта, сглаживающего фильтра и стабилизатора выходного напряжения.
В источниках питания приемно-усилительной аппаратуры применяются выпрямители однополупериодные, двухполупериодные с выводом средней точки и мостовые. Чаще всего они выполняются со сглаживающим фильтром, начинающимся с конденсатора, то есть работают на емкостную нагрузку. Такие выпрямители используются для получения выпрямленных напряжений от единиц вольт до десятков киловольт.
Однополупериодную схему выпрямителя применяют при мощноcтях в нагрузке до 5...10 Вт и тогда, когда не требуется малый коэффициент пульсаций. К достоинствам этой схемы можно отнести - минимальное число элементов, невысокую стоимость, а к недостаткам - низкую частоту пульсаций (равна частоте питающей сети ), плохое использование трансформатора, подмагничивание его магнитопровода постоянным током.
Двухполупериодную схему с выводом средней точки применяют чаще всего при мощностях до 100 Вт и выпрямленных напряжениях до 400...500 В. Выпрямители, выполненные по этой схеме, характеризуются повышенной частотой пульсаций, возможностью использования вентилей с общим катодом, что упрощает их установку на общем радиаторе, однако для них характерно повышенное обратное напряжение на вентилях и более сложная конструкция трансформатора.
Мостовая схема характеризуется хорошим использованием мощности трансформатора, повышенной частотой пульсаций, низким обратным напряжением на вентилях, возможностью работы без трансформатора, но для нее свойственно повышенное падение напряжения в вентильном комплекте.
В итоге, выбираем мостовую схему, так как у нее меньший, по сравнению с однополупериодной схемой, коэффициент пульсаций, меньше в 2 раза, по сравнению с другими схемами, обратное напряжение на вентилях, кроме того, вторичная обмотка имеет меньше витков и не требует делать вывод от среднего витка, что упрощает и удешевляет конструкцию.
Сглаживающие фильтры включают между выпрямителем и нагрузкой для уменьшения пульсаций (переменной составляющей) выпрямленного напряжения. Как правило они состоят из звеньев, образованных последовательно-параллельным соединением индуктивных катушек L, конденсаторов С и резисторов R.
Основное требование, предъявляемое к фильтру - при минимальных собственных размерах и массе максимально уменьшить переменную составляющую выпрямленного напряжения, не увеличивая при этом сопротивление постоянной составляющей. Эффективность сглаживания пульсаций оценивается коэффициентом сглаживания g, который представляет собой отношение коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на выходе
. (2.1)
При больших токах нагрузки наиболее целерe9 _eбразным является применение Г-образного индуктивно-емкостного фильтра, несмотря на большую стоимость и габариты, так как емкостной фильтр не эффективен при больших токах нагрузки, увеличивает обратное напряжение на вентилях и не обеспечивает заданного коэффициента сглаживания, индуктивный фильтр в маломощных выпрямителях имеет значительные габариты и массу, в RC фильтре создается относительно большое падение напряжения и имеют место значительные потери энергии в резисторе . Коэффициент полезного действия LC-фильтров достаточно высокий, а коэффициент сглаживания равен произведению коэффициентов сглаживания L- и C-элементов :
. (2.2)
Подсчитано, что для выпрямителей с коэффициентом сглаживания g 25 целесооб-разно применять многозвенный (двухзвенный) фильтр [2], как показано на рисунке 2.1,так как при этом произведение суммарной индуктивности дросселей на суммарную емкость конденсаторов будет меньше произведения LC однозвенного фильтра, имеющего такой же коэффициент сглаживания .
Рисунок 2.1 - Двухзвенный LC фильтр .
Стабилизаторами напряжения называют устройства, автоматически поддерживающие напряжение на нагрузке с заданной степенью точности.
Основными параметрами , характеризующие качество стабилизации, являются коэффициент стабилизации по выходному напряжению
,
внутреннее сопротивление стабилизатора
,
коэффициент сглаживания пульсаций
.
В зависимости от рода напряжения их подразделяют на стабилизаторы переменного и постоянного напряжений, кроме того они подразделяются на стабилизаторы параметрические и компенсационные.
Полупроводниковые параметрические стабилизаторы (ППС) наиболее простые. Они характеризуются сравнительно невысокими коэффициентами стабилизации, большим выходным сопротивлением (единицы и десятки Ом), низким КПД. В таких стабилизаторах не возможно получить точное значение выходного напряжения и регулировать его, что нам на подходит.
Компенсационные стабилизаторы напряжения (КСН) относятся к стабилизаторам непрерывного действия и представляют собой устройство автоматического регулирования, которое с заданной точностью поддерживает напряжение на нагрузке независимо от изменения входного напряжения и тока нагрузки . Эти стабилизаторы могут стабилизировать напряжение при больших токах нагрузки, чем параметрические, и отличаются большим коэффициентом стабилизации и меньшим выходным сопротивлением.
Сами компенсационные стабилизаторы напряжения делятся на стабилизаторы последовательного типа ( регулирующий элемент подключен последовательно нагрузке) и параллельного типа (регулирующий элемент подключен параллельно нагрузке, используются для стабилизации напряжения до 5...6 В). Последовательный тип характеризуется большим КПД, чем параллельный, однако критичен к режиму короткого замыкания, поэтому выбираем последовательный тип.
Структурные схемы двух типов стабилизаторов приведены на рисунке 2.2 .
Рисунок 2.2 - Структурные схемы двух типов компенсационных стабилизаторов.
1 - источник опорного напряжения .
2 - сравнивающий усиливающий элемент.
3 - регулирующий элемент.
4 - нагрузка.
Стабилизаторы могут строится как на дискретных нелинейных элементах (напряжение на которых мало зависит от тока, протекающего через них) так и на интегральных микросхемах, что позволяет существенно улучшить параметры стабилизатора, надежность и облегчает монтаж.
3. Расчет электрических схем
3.1 Расчет стабилизатора напряжения
Исходными данными для расчета стабилизатора являются UВЫХ, ток нагрузки IН, пределы регулировки выходного напряжения UВЫХmin и UВЫХmax , допустимые отклонения входного напряжения в сторону повышения и понижения аВХ.max и аВХ.min , коэффициент стабилизации КСТ, выходное сопротивление стабилизатора, отклонения выходного напряжения от номинального.
В результате расчета необходимо определить параметры элементов схемы стабилизатора , а также величины входного напряжения и входного тока необходимые для расчета выпрямителя.
Исходя из того, что при IН <(0.02...0.03) А в регулирующий элемент входит 1 транзистор, при (0.02...0.03)< IН <(0.5...0.6)А - 2 транзистора, при (0.5...0.6) <IН <(4...6) А - 3 транзистора [1]), а в нашем случае IН=0.1 А, делаем вывод, что в регулирующий элемент будет входить 2 транзистора. Соответствующая схема приведена в приложении.
Найдем напряжение на входе стабилизатора
(3.1)
где UКЭРmin - минимальное напряжение на участке коллектор-эмиттер регулирующего транзистора, (3...5)В - для кремниевых транзисторов [2];
Umпвх - амплитуда пульсаций входного напряжения, которая определяется по формуле
( 3.2)
Значит
(3.3)
Зададимся допустимыми отклонениями входного напряжения стабилизатора от номинального в сторону увеличения аВХ и уменьшения bВХ и примем их равными 0,05 В. Тогда номинальное и максимальное напряжение на входе стабилизатора
(3.4)
(3.5)
Для транзистора Т11 максимальный ток коллектора Iкmax , напряжение коллектор-эмиттер UКЭmax и максимальная рассеиваемая мощность, определяется как
(3.6)
(3.7)
(3.8)
Выбираем транзистор КТ902А, для которого Iкmax=5 А и UКЭmax=110 В, h21Э=15, IКБ0=10мА, Ркmax= 5 Вт (транзистор необходимо установить на теплоотвод, Ркmax=30 Вт ).
Максимальный ток коллектора Iкmax (UКЭmax11= UКЭmax12= UКЭmax13) и максимальную рассеиваемую мощность для транзистора Т12, определим как
(3.9)
(3.10)
Выбираем транзистор КТ604А, для которого Iкmax=0,2 А и UКЭmax=250 В, h21Э=10, IКБ0=0,05мА, Ркmax= 0.8 Вт.
Максимальный ток коллектора Iкmax (UКЭmax11= UКЭmax12= UКЭmax13) и максимальную рассеиваемую мощность для транзистора Т13, определим как
(3.11)
(3.12)
Выбираем транзистор КТ312Б, для которого Iкmax=0,03 А и UКЭmax=30 В, h21Э=25, Ркmax= 0.225 Вт.
Максимальный ток коллектора Iкmax и напряжение коллектор-эмиттер UКЭmax и максимальная рассеиваемая мощность для транзистора Т2, определяется как [1]
(3.13)
, (3.14)
(3.15)
Выбираем транзистор КТ312Б, для которого Iкmax=0,03 А и UКЭmax=30 В, h21Э=25, Ркmax= 0.225 Вт.
Выберем типы стабилитронов, для чего определим UСТ и IСТ [1]
(3.16)
, (3.17)
(3.18)
(3.19)
Выбираем стабилитроны типа Д815Ж, для которого IСТmax=0,450 А и UСТmax=18 В.
Определим сопротивления резисторов по следующим формулам ( зададимся током делителя IД=(5...10) мА и минимальным током стабилизации IСТMIN=(3...5) мА) [1]
(3.20)
(3.21)
(3.22)
(3.23)
(3.24)
(3.25)
(3.26)
(3.27)
(3.28)
Округлим полученные расчетные значения номиналов резисторов до ближайших из ряда стандартных и получим R1=3 кОм, R2=1 кОм, R3= 620 Ом ,
R4=680 Ом, R5=2.7 кОм , R6=2 кОм, R7=390 кОм , R8=1.5 кОм.
Емкость конденсатора С3 на выходе стабилизатора определим по формуле
(3.29 )
где RВЫХ - выходное сопротивление стабилизатора (RВЫХ(0.1...1) Ом);
h21Э- коэффициент передачи наиболее нагруженного транзистора (h21Э=15);
fh21- предельная частота коэффициента передачи тока наиболее мощного регулирующего транзистора ( для КТ902А - 35 МГц).
Округлим полученное значение до ближайшего стандартного и получим С3=0,051 мкФ.
3.2 Расчет выпрямителя
Исходными данными для расчета выпрямителя, работающего на емкостную нагрузку, являются I0 (ток нагрузки), U0(номинальное выпрямленное напряжение) , Кпо (коэффициент пульсаций на выходе моста, не должен превышать 0.15 [1]), выходная мощность Р0=U0I0, номинальное напряжение сети U1, частота сети fC.
Учитывая падения напряжения U (ориентировочно 0.5 В) на дросселях и на стабилизаторе ( как было рассчитано выше UВХ стабилизатора должно быть не менее 25.5 В), принимаем U0=26 В.
Требуется определить тип и параметры вентилей, режим работы схемы, емкость конденсатора, нагружающего выпрямитель.
Выберем выпрямительные диоды (для ориентировочного определения этих параметров примем D=2.1 и B=1 [2]) .
Обратное напряжение на диодах определяется по формуле [2, табл. 1.15]
В. (3.30)
Величину среднего тока Iпр.ср найдем как [2, табл. 1.15]
А. (3.31)
Действующее значение выпрямленного тока Iпр через диод [2, табл. 1.15] :
А . (3.32)
Основываясь на полученные данные, по таблице 1.16 [2] выбираем тип диод, удовлетворяющего условиям:
Uобр.max > Uобр;
Iпр.ср.max > Iпрср;
Iпр <1.57 Iпр.ср.max.
Выбираем диоды типа Д229В, для которых Iпр ср.max=0,4 A, Uобр max=100 В, Uпр=1 В .
Габаритная мощность трансформатора [2, табл. 1.15]
Вт, (3.33)
где Р0= U0I0=260,1=2,6 Вт.
Определим сопротивление вентиля в прямом направлении
(3.34)
Активное сопротивление обмоток трансформатора rтр для выпрямителей мощностью 10...100Вт принимают в пределах [2]
, (3.35)
где КR - коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя (в нашем случае КR=3,5);
Bm - амплитуда магнитной индукции в магнитопроводе трансформатора, Тл (В=1.51.65);
s - число стержней трансформатора (для сердечника броневого типа s=1).
где КL - коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя (в нашем случае КL=0.005);
р - число чередующихся секций обмоток (если вторичная обмотка наматывается после первичной и наоборот, то р=2).
Угол, характеризующий соотношение между индуктивным и активным сопротивле-ниями фаз выпрямителя :
, (3.37)
где r - активное сопротивление фазы выпрямителя (r=2rпр+rтр=22,5+26,8=31,8 Ом).
Основной расчетный коэффициент А найдем по формуле [2]
, (3.38)
где m - число фаз выпрямителя (m=2).
По графикам, приведенным в [2, рис. 1.12, 1.13], по полученному значению А найдем вспомогательные коэффициенты B, D, F и H.
Примем
B 0,96; D 2.24; F 6,4; H 310.
Величину напряжения на вторичной обмотке трансформатора определим из соотношения [2, табл. 1.15]
В . (3.39)
Действующее значение тока вторичной обмотки [2, табл. 1.15]
(3.40)
Полна мощность первичной и вторичной обмотки [2, табл. 1.15]
(3.41)
Действующее значение тока первичной обмотки [2, табл. 1.15]
(3.42)
где W2/W1 - коэффициент трансформации, равный
(3.43)
Полна мощность трансформатора [2, табл. 1.15]
(3.44)
Обратное напряжение на диодах определяется по формуле
В. (3.45)
Полученное значение должно быть меньше Uобрmax выбранного нами диода. Величина среднего тока Iпр.ср =0,05А. Определим амплитуду выпрямленного тока
А. (3.46)
Действующее значение выпрямленного тока Iпр через диод [2, табл. 1.15] :
А . (3.47)
По уточненным значениям Uобр, Iпр.ср., Iпр. проверим правильность выбора диодов
Uобр.max=100 В> Uобр=35,2 В;
Iпр.ср.max=0,4 А > Iпрср=0,05 А;
Iпр=0.224 А <1.57 Iпр.ср.max=0,628 А.
Определим выходную емкость выпрямителя (входную емкость фильтра) по формуле [2]
мкФ. (3.48)
Полученное значение округлим до ближайшего стандартного по ГОСТ 2519-67.
Примем
С0 = 100 мкФ.
Построим нагрузочную характеристику выпрямителя, то есть график U0 =f(I0) путем перемножения ординат, взятых из рис.1.13 в [2, стр.34] , на U2, а абсцисс на m2U2/r (m - число фаз выпрямителя, 2).
Рисунок3.1- Примерный вид нагрузочной характеристики выпрямителя при =00
Напряжение холостого хода выпрямителя равно (U2m определим по графику: U2m =1.4 * U2=24.96 * 1.4=34.9 В)
(3.49)
Наибольшее выпрямленное напряжение на выходе выпрямителя определим при максимальном напряжении сети (зададимся отклонением напряжения сети - UВХ=10 В)
(3.50)
Ток короткого замыкания равен
(3.51)
Внутреннее сопротивление выпрямителя
(3.52)
Потери мощности в трансформаторе
(3.53)
где - КПД трансформатора ( при РГ<20 Вт и более =0.75...0.95 [1, стр.116] ).
Потери мощности на вентилях
(3.54)
где N - количество вентилей в выпрямителе (4).
КПД выпрямителя определяется по формуле
(3.55)
3.3 Расчет сглаживающего фильтра
Коэффициент сглаживания g представляет собой отношение коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на выходе
(3.56)
где Кпвых - коэффициент пульсации на выходе фильтра , который задается в зависимости от назначения схемы (так например, для питания первых каскадов УЗЧ с высокой чувствительностью Кпвых= 0,00001...0,00002; для предварительных каскадов УЗЧ и т.п. - Кпвых= 0,0001...0,001; для каскадов УРЧ приемников - Кпвых= 0,0005...0,001; для электронных стабилизаторов напряжения - Кпвых= 0,005...0,03), примем его равным 0,5% ( для стабилизаторов напряжения [2, стр. 36]) ;
Кпвх - коэффициент пульсации на входе фильтра, равный [2, табл.1.15]
(3.57)
Следовательно,
.
Опираясь на пояснения приведенные в разделе 2, выбираем составной сглаживающий фильтр представляющий собой конденсатор на выходе диодного моста и Г-образный LC-фильтр.
Общий коэффициент сглаживания определяется как произведение коэффициентов сглаживания каждого фильтра в отдельности и должен быть равен 21
. (3.58)
Коэффициент сглаживания емкостного фильтра на выходе диодного моста определяется как
, (3.59)
где - частота первой гармоники пульсации (для двухполупериодной схемы ); - сопротивление нагрузки (=U0/I0=260 Ом).
Что вполне удовлетворяет условию
(3.60)
Коэффициент сглаживания Г-образного фильтра определяется как
(3.61)
Для наиболее распространенных двухполупериодных схем (m=2 и fС=50 Гц) имеем
(3.62 )
Зная емкость конденсатора, можем определить индуктивность. Наибольший коэффициент сглаживания достигается при равенстве входной и выходной емкостей фильтра, однако, чтоб уменьшить массу дросселя и его габариты, примем С=1000мкФ, имеем
мГн (3.63)
Итак, составной фильтр построенный на конденсаторе и Г-образном LC-фильтре, где С=1000 мкФ и L=5,5 мГн, обеспечивает заданный коэффициент сглаживания.
Заключение
В данном курсовом проекте были углублены и закреплены теоретические знания, полученные при изучении курса, освоены методы расчетов электрических схем и устройств в целом, приобретены навыки в рациональном выборе и обосновании элементов электрических схем и самих электрических схем как с точки зрения удовлетворения требованиям технического задания, с точки зрения их технологичности, так и экономических параметров, все электрические схемы были построены на современной элементной базе, которая при тех же габаритных размерах обладает более лучшими эксплуатационными параметрами, так как в техническом задании не были оговорены габаритные размеры конструкции, то для обеспечения заданного в техническом задании коэффициента сглаживания пульсации использовались фильтры построенные с помощью катушек индуктивности, которые имеют сравнительно большие размеры и массу. Научились работать с технической литературой, справочниками, обосновывать все решения на ее основе, что является хорошей основой для правильного выполнения дипломного проекта и дальнейшей инженерной деятельности.
Список использованных источников
Cправочник радиолюбителя-конструктора . - 3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1984. - 560 с.
Гершунский Г.В. Справочник по расчету электрических схем.- М.: Высш. Шк.,1989.